湾岸3DX E9怎么改装性能最好？

一、湾岸3DX E9怎么改装性能最好？

那个叫特殊仪表 也叫比赛专用表 是用湾岸2代 80话故事模式不败的车卡 用换卡的方式转到湾岸3才有的 不止仪表 还有湾岸R歌曲曲目赠送的

湾岸3DX的E9性能大大改变了 所以改装自然不能和湾岸3一样

A包 GT直尾翼 GT 3D太重了 影响起步和加速 子弹镜 有孔无碳盖 转轮嘛。 要是换了GT 3D尾翼 就装上57F 装GT直尾翼就换GTO或者RGII 全球公认

二、英文文章翻译

在运输方面的开支也不同城市和农村地区。 农村居民家庭花 $ 6,328 的平均运输在 1996 年，他们的总开支的 15%而户城镇居民家庭花了 $ 5,990，仅有 12%的开支总额 （表 1）。 农户通过较高开支可能反映出更大的距离到商店去上班。 报告开支公交，其总的交通预算的 10%的城市居民家庭相比只有 3%的农村居民家庭。 由于公共交通的可用性限制在农村地区，农户依靠更大量私人运输。 娱乐 services2 访问，可更在农村地区的限制。 1996 年，仅有 85%的农村家庭报告比作 94%的城市居民家庭的康乐服务的开支。 平均，农户用 547 元对康乐活动的服务而户城镇居民家庭花 1016 元。 有关的康乐服务的大多数组件农户花更少。 例如农户花，平均，$ 169 户城镇居民家庭 （图 2） $ 303 相比的康乐设施的使用。 农村居民家庭平均，花去看电影比作 63 元的城市居民家庭的 29 元。 部分由于缺乏，有线电视开支是可用性的少的只有 37%的农户与农户 (而不是可用性的 $ 277 户城镇居民家庭的平均达 134) 报告有线 — 这电视都比作 75%的城市居民家庭的开支。 会按预期的那样农户将花费更多的卫星服务 (而不是 3 元，为普通城市家庭的平均 $ 20)。 农村地区 4.9%的住户报告比作 0.7%的城市居民家庭的卫星服务。 更少的农户购买互联网服务 （4%），比城市居民家庭 (8%) 也许因为本地互联网服务不可用到一些农村地区，因为长途话费可能与这项服务的许多农村家庭。 农村住户长途电话收费，在一九九六年 ($ 443) 比城市居民家庭 (元 373) 更花。 在农村地区 (27%) 1992年至 1996 年期间的长途开支升幅较市区 （7%） 的升幅。 基本服务的开支上升，相同 （17%的农村和城市的 16%)。 比作户城镇居民家庭，农村居民家庭花了更多关于烟草 （跨所有农村居民家庭平均是 620 元和跨所有户城镇居民家庭平均是 $ 512） （图 3）。 这是 1992年支出水平大幅下降。 但是，此下降几乎完全是由于烟草价格下降 – 烟草价格也低至一九九二年比 1996 年的 36%。 烟草采购会调整为烟草的价格变化，我们看到在 1996 年的烟草消费是实质上相同一九九二年 （图 4）。 请注意在 1986 年的消费水平是显著较高平均每个农村家庭 (中常量 1996 美元) $ 795。 1986 至一九九二年间消费下降的原因之一是增加超过一倍 （增长 125%） 这段期间的价格。 虽然消费住基本上恒 1992年和 1996 年 （如下所示，在图 4 中，烟草的价格变化进行调整后） 之间，消费是分布在较少的家庭 – 报告在烟草产品拒绝从 51 %1992 年 44%在 1996 年的农村住户的百分比。

三、请简介行波式放大器，即分布式放大器

宽带放大器的设计方法以及仿真和实测时间： 01:05:17 来源：维库 作者：

分布式放大器能提供很宽的频率范围和较高的增益。有一段时间，其设计通常采用传输线作为输入和输出匹配电路。随着砷化镓(GaAs)微波单片集成电路的发展成熟，为了提高效率、输出功率、减小噪声系数，人们提出了很多种放大器电路类型，但是分布式放大器仍然是宽带电路(如光通信电路)的主流设计。理解砷化镓微波单片集成电路GaAs MMIC分布式放大器的设计，对很多宽带电路的应用都会有很大的帮助。

约翰·霍普金斯大学从198?年开始就开设了MMIC设计课程，并在让学生在TriQuint公司的产线上流片。一款由Craig Moore(从198?年到2003年，他一直担任该课程的助教)设计的分布式放大器作为该课程一个经典的设计例子。该设计甚至经历了低温环境实验，在液氮的低温下表现出更低的噪声系数。该放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工艺，其增益比基于0.5μm GaAs伪高电子迁移率晶体管PHEMT的新电路略低，2006年的新课程中则采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他电路作为例子。本文将介绍宽带放大器的设计方法以及仿真和实测的结果。

图1：采用微带传输线的分布式放大器电路结构图。

分布式放大器使用宽带传输线给一组有源器件注入输入信号(如图1)，同时另一条并行的传输线用于收集各个有源器件的输出信号，并将其叠加。每一级提供相当的增益，但是增益分布在一个很宽的频率范围内。和级联设计相比，总增益是各级增益之和，而不是各级增益的乘积。但使用集总参数元件来近似分布式传输线时(如图2)，集总参数传输线的到地并联电容，被晶体管的寄生电容代替。集总参数元件的等效传输线作为一个低通滤波器使用，其截止频率和晶体管的寄生电容成反比。因此晶体管的尺寸直接决定了电路的工作频率上限。设计总要综合考虑的各种参数包括：放大器的级数、有源器件的尺寸、器件的工艺类型(如果有多种类型)以及每一级的直流偏置。更多的级数意味着更大的增益-带宽积，但是也会引入更大的功耗。一旦晶体管的尺寸确定，就可以使用仿真软件来优化增益、反射系数、输出功率和噪声系数等各项参数。

图2：采用集总参数元件的分布式放大器电路结构图(其中CGS和CDS分别表示栅电容和漏极电容)。

由于分布式放大器的应用场合很多，对各项性能指标的要求很灵活，宽带增益是其中最重要的一项指标。在Craig Moore这个设计例子中，采用了增强型PHEMT器件，因为增强型器件只需要一组正电压供电。为了能提供和198?年TriQuint半导体公司采用的0.5μm GaAs MESFET工艺的电路相同的性能，该设计采用了0.5μm GaAs PHEMT工艺，并且使用3级晶体管放大拓扑。为了适应电池供电的应用，选用3.3V电压。当然为了满足不同的客户需求，工作电压和电流可以方便的在较大范围内调节。在1.5V和14mA的供电下，仿真结果显示：仅损失了2dB增益，并且栅电压在1.5V到5.0V，漏极电流在14~35mA之间变化时，性能的变化也很小。为达到最佳增益、匹配性能，采用安捷伦?司的计算机辅助工程软件ADS进行线性仿真，确定合适的电感值、PHEMT尺寸。

图3：PHEMT分布式放大器的匹配、增益、噪声系数和稳定因子的仿真结果。

通过理想的仿真计算，该设计选用了6×30μm的增强型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的设计中在MESFET管的漏极增加了一些额外的匹配元件，以保证有效输出电容和栅极输入容抗相同。此时输入和输出的集总参数传输线将是对称的，其相位延迟也相同。文章还比较了这种输入输出传输线对称的匹配方案和另一种漏级电容独立优化的方案(漏极电感和栅极不对称)。对于这个简单的3级PHEMT设计，栅极和漏极输入线的相移差别很小，这里就采用较简单的非对称方案。如果输入输出传输线的相位差较大，这种方案的就不能有效的合并各级的增益。下一步使用TriQuint公司提供的电感、电阻、电容以及互连线模型取代理想元件，进行更真实的仿真。图3显示了期望的最终放大电路的增益、匹配度、稳定因子和噪声系数。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置设计，以限制其功耗在100mW以内，并实现了输出功率和三阶互调截止点的折中。图4是该电路的版图，同时还包含了两个有探针接入端的测试模型管：一个是设计中采用的6×30μm增强型PHEMT，另一个是普通的6×50μm耗尽型PHEMT。

图4：3级分布式放大器的版图(包括180μm栅宽的增强型测试建模管和一个300μm栅宽的耗尽型测试建模管)。

一个典型的分布式放大其中有一半的功率被输出传输线的50欧负载所吸收，为了提高输出效率，人们通常采用一些技巧，如渐缩型传输线方法。本设计采用了50欧姆输入输出线，为了减少DC功率的消耗，该传输线的一端的50欧姆终结负载和一个较大的电容(25pF)串联后，再通过通孔接地，这样既能保证射频信号接地，又能实现隔直流的效果。漏极较大的直流供电电流只流经低阻抗的电感元件，而不是50欧的终结负载(如图5)，这样可以有效的减小50欧终结电阻上的功耗。这里漏极电感的大小也是一个重要的设计参数，该电感直接影响电路在1GHz附近的低频滚降速度，如果增大电容将会减小滚降速度，但是同时会增加串联电阻，从而提高直流功耗，而且较大的电感也会增大版图面积。

在提交产线流片之前，各设计还必须经过严格的设计规则检查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC设计课程开始，约翰·霍普金斯大学就采用ICED(ICEDitor)软件，并采用TriQuint提供的DRC规则进行设计规则检查。另外还使用了“版图转电路图”LVS(Layout Versus Schematic)工具进一步比较从ADS中提取出来的网表是否符合ICED软件中的实际电气连接。有时设计虽然能通过DRC检查，但是仍然会有一些致命的错误，只有LVS工具才能发现这些问题。新版本的ADS已经具备内置的连接性检查功能，可以排除一些连接性错误，但是外部的LVS检测仍然是很有必要的。

图5：分布式放大器电路的直流等效电路，可以看出流经电感L35的电流只引起很小的压降。

图6：实测的输出功率和效率结果。

表1：PHEMT分布式放大器在3.3V电压和25mA电流偏置下的各项指标实测结果。

图6和表1是整个电路的实际测试结果。可以看到在3.3V的24mA直流供电下，该电路达到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的输出功率。噪声系数的实测值和仿真值也很接近(图7)，在5到6GHz频段，噪声系数仅为2dB，这在具备1~10GHz的10倍频程(decade)带宽的电路中算是很出色的表现了。54平方密尔(mil-square)的芯片上还放置了很多其它器件，包括一个设计中采用的6×30μm增强型PHEMT测试建模管。在3V和3.3 V电压下，8~9mA电流时，分别测试了这个模型管，并将其S参数用于电路进行二次仿真。图8为该PHEMT模型管的版图。图9和图10则是针对测试管的实测和仿真数据的比较。由于测试的参考面不同，测试模型管的寄生参数和实际电路中使用的晶体管有微小的区别，正是这些巨别导致了测试值和再仿真结果(使用ADS和Sonnet软件)在高频段有一些差别。对以单独的6×30μm模型管而言，其实测值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

图7：使用噪声分析仪测试的增益和噪声系数，和ADS仿真的结果对比。

图8：6×30μm栅宽的增强型PHEMT测试建模管的版图。

图9：实测的(蓝色)增强型PHEMT测试建模管的前向传输参数S21和仿真结果(红色)的对比。

MMIC建模非常复杂，例如，在仿真时是否可以忽略互连线的影响。忽略互连线可以极大的简化设计，而且在2.4GHz以下，互联的影响很小。通常这些互联微带线的模型都是在其长度超过几倍衬底厚度的情况下建模的，而实际MMIC设计中很少会发生这种情况。典型的微带线模型一般都会高估其长度(即电感)效应。另外，还要考虑是否需要一个电磁仿真，以确保原始设计中忽略的寄生参数不会有太大的影响。除非设计者确实想压缩版图面积，否则采用3到5倍的线宽(而不是3到5倍的衬底厚度)做为元件间隔，一般都不会有问题。

尽管单独的6*30μm PHEMT模型管的实测值和仿真结果很吻合，但是把晶体管的实测数据带入电路进行二次仿真，确实得出了更接近实测值的高端滚降特性。设计者再次使用了Sonnet公司的电磁仿真软件，以5平方微米的分辨率以及100μm的衬底厚度对整个设计进行电磁仿真。对于Sonnet软件，这个电路面积相对较大，以至于必须分割成两个子块来分析。使用Sonnet电磁仿真结果加上实测的晶体管参数，得出的整个电路的各项指标和实际测试值吻合。Sonnet软件的仿真结果和ADS的二次仿真结果也很吻合(图12、13、14)，注意：增益和匹配在高频段(10GHz左右)形状相似，但是仍然略有差别。尽管这些差别很小，但是仍然有必要寻找这些差异的解释。约翰·霍普金斯大学MMIC学科的学生反而能从这些差别中学到更多东西。寻找这些差别的来源，更有利于增长他们的设计经验。使用TriQuint公司的产线为其流片，并让学生参与成品的测试，使该项课程更具实际意义，因而得到了大家的一致好*。约翰·霍普金斯大学也对TriQuint、Agilent(原EEsof)和Applied Wave Research等公司的有力支持表示衷心的感谢。

图10:实测的(蓝色)6×30μm栅宽增强型PHEMT测试建模管的S21和S22和仿真结果(红色)的对比。

图11：采用Sonnet软件竞相电磁仿真时采用的版图，电路被分成两块，分析每块采用的分辨率为2.5μm。

图12：实测的晶体管数据和ADS软件方针结果(淡蓝色)、Sonnet仿真结果(红色)的对比。

采用PHEMT器件的分布式MMIC放大器在1~10GHz的频率范围内显示出平坦的宽带增益，并且其噪声系数比以前的MESFET方案更小。如设计所预期，0.5μm栅长的PHEMT器件在3~3.3V，28~32mA的供电条件下，取得了理想的增益和噪声性能，功耗仅为100mW，且偏置范围有一定的调节空间(可以在20到175mW之间调节)。使用模型管参数带入ADS和Sonnet软件再仿真的结果也和实测结果吻合。实测的输出功率、DC偏置和噪声系数等指标也和仿真结果吻合。分布式放大器中，在输入输出馈线端使用集总元件或分布式传输线，以吸收晶体管的电容的方法，可以广泛的应用于其他的MMIC工艺和设计之中。

图13：输入反射系数S11的实测值，ADS仿真值(红色)和Sonnet的仿真值(品红色)的对比。

图14：输出反射系数S22的实测值(红色)，ADS仿真值(蓝色)和Sonnet的仿真值(品红色)的对比。